自己做一个简单的感应高频加热线圈。

电磁感应加热，简称感应加热，是一种加热金属材料等导体材料的方法。主要用于金属热加工、热处理、焊接和熔化。

顾名思义，感应加热是利用电磁感应在被加热的物质中产生电流，依靠这些涡流的能量来达到加热的目的。感应加热系统的基本部件包括感应线圈、交流电源和工件。根据不同的加热对象，线圈可以做成不同的形状。线圈与电源相连，电源为线圈提供交流电，流过线圈的交流电产生交变磁场穿过工件，使工件产生涡流加热。

感应加热原理

感应加热表面淬火是利用电磁感应原理，在工件表层产生高密度感应电流，快速加热至奥氏体状态，然后快速冷却获得马氏体组织的淬火方法。当一定频率的交流电通过感应线圈时，其内外就会产生与电流频率相同的交变磁场。将金属工件放入感应线圈中，在磁场的作用下，工件中会产生频率相同方向相反的感应电流。由于感应电流沿工件表面形成闭合回路，通常称为涡流。这种涡流将电能转化为热能，迅速加热工件表面。涡流主要分布在工件表面，几乎没有电流通过工件。这种现象被称为表面效应或趋肤效应。感应加热是利用集肤效应，依靠电流的热效应将工件表面快速加热到淬火温度。感应线圈由铜管制成，并充有冷却水。当工件表面在感应线圈中加热到一定温度后，立即喷水冷却，使表层获得马氏体组织。

感应电动势的瞬时值为:

式中:e——瞬时电位，v；φ ——零件上感应电流回路所围成的面积的总磁通量，Wb，其值随感应器中电流强度的增大和零件材料磁导率的增大而增大，并与零件和感应器之间的间隙有关。

是磁通量的变化率，其绝对值等于感应电势。电流频率越高，磁通量变化率越大，相应地感应电势P也越大。公式中的负号表示感应电势的方向与变化方向相反。

在每个瞬间，零件中感应的涡流的方向与电感器中的电流方向相反，涡流的强度取决于零件中的感应电势和涡流回路的电抗，可表示为:

其中I-涡流强度，a；z-自感电抗，ω；r-器件电阻，ω；x阻抗，ω。

因为z值很小，I值很大。

加热部件的热量是:

其中q-热能，j；t-加热时间，s。

对于铁磁性材料(如钢)，涡流加热产生的热效应可以迅速提高零件的温度。钢铁零件是硬磁性材料，具有很大的剩磁。在交变磁场中，零件的磁极方向随着感应器磁场方向的变化而变化。在交变磁场的作用下，磁性分子会因磁场方向的快速变化而产生强烈的摩擦和热量，对零件也起到一定的加热作用，这就是磁滞热效应。这部分热量远小于涡流加热的热效应。钢件的磁滞热效应只存在于磁转变点A2(768℃)以下，A2以上钢件失去磁性。所以对于钢件来说，A2以下加热速度比A2以上快。

感应加热的具体应用

感应加热设备

感应加热设备是产生特定频率的感应电流，进行感应加热和表面淬火处理的设备。

感应加热表面淬火

将工件放入缠绕有空心铜管的感应器中，施加中频或高频交流电后，在工件表面形成同频率的感应电流，使工件表面迅速升温(几秒钟内温度可升至800 ~ 1000度，芯部仍接近室温)，然后工件表层立即喷水冷却(或浸油淬火)。

与普通加热淬火相比，感应加热表面淬火具有以下优点:

1，极快的加热速度，可以扩大一个物体的转变温度范围，缩短转变时间。

2.淬火后，工件表面可获得细小的隐晶马氏体，硬度略高(2 ~ 3 hr c)。低脆性和高疲劳强度。

3.经过这种工艺处理的工件不易氧化脱碳，甚至有些工件处理后可以直接组装使用。

4.硬化层深，易于控制和操作，易于实现机械化和自动化。

感应加热(高频电炉)生产课程

成本估算:

铜管和铜带:210元

两根EE85加厚芯:60元。

3高频谐振电容:135元。

胶木板:60元

水泵和PU管:52元

PLL板:30元

GDT板:20元

电源板:50元

MOSFET: 20元

2KW调压器:280元

散热器:80元

* * *米:997元

整体架构:

串联谐振2.5KW锁相环追ZVS，MOSFET全桥逆变器；

磁芯变压器两步阻抗变换，水冷散热，市电自耦调压调功，母线过流保护。

先预览效果，如下图:

加热金封管3DD15

加热304不锈钢管

加热小金属球

加热熨烫机

在开始生产之前，有必要明确一些基本的原理和概念，以免混淆。

1，加热机制(为扫盲，专家跳过)

1.1涡流，只要金属物体处于交变磁场中，就会产生涡流，强大的高密度涡流可以迅速加热工件。这种机制存在于所有电阻率不是无穷大的导体中。

1.2感应循环，工件相当于一个1匝的短路线圈，与感应线圈构成一个空心变压器。由于电流比等于匝数比的反比，工件上的电流是感应线圈中电流的n(匝)倍，强烈的感应短路电流使工件迅速升温。这种机制存在于任何导体中。在磁通密度不变的情况下，工件与磁场矢量正交的面积越大，工件上感应的电流越大，效率越高。可以看出，磁通切割面积大的工件比面积小的工件更容易获得高温。

1.3磁畴摩擦(铁磁性体内有无数线性度约为10-4m的小磁化区，称为磁畴)，铁磁性材料的磁畴在交变磁场的磁化和反磁环的作用下剧烈摩擦，产生高温。这种机制在铁磁材料中占主导地位。

可以看出，不同材料的加热效果是不同的，因为加热机理不同。其中，铁磁性物质占了三种机制的全部，加热效果最好。当铁磁材料被加热到居里点以上时，它变成顺磁性，磁畴机制减弱甚至消失。此时，只能通过剩余的两种机制继续加热。

当工件越过居里点时，磁感应现象减弱，线圈的等效阻抗大大降低，谐振电路的电流增大。越过居里点后，线圈的电感也减小。LC环路的固有谐振频率将会改变。固定励磁方式的加热器失谐，导致设备损坏或效率大幅度降低。

2.为什么要用共振？应该用什么样的共鸣？

2.1先回答第一个问题。我以前以为只要在感应线圈中注入足够强的电流，就是感应加热装置。对此我们也做了一个实验，如下图所示。

实验中确实存在加热效应，但远远达不到电源输出功率的效果。这是为什么呢？我们来分析一下。显然，对于一个固定的工件，热效应与逆变器的实际输出功率成正比。对于感应线圈来说，基本上是纯电感，即两端电流变化总是滞后于电压变化，也就是说电压达到峰值时，电流还没有达到峰值，功率因数很低。我们知道，功率等于电压波形和电流波形的重叠面积，但在电感中，电流和电压波形是错开一个角度的，此时重叠面积很小，即使有巨大的电流通过也没用。这就是如果简单计算P=UI，得到的只是无功功率。

而对于电容来说，恰恰相反，它们之间的电流总是领先于电压的变化。如果电容和电感串联或并联谐振，一个在前，一个在后，谐振时正好抵消。因此，电容器在这里也被称为功率补偿电容器。此时从激励源的角度来看，相当于纯阻性负载供电，电流波形与电压波形完全重合，输出最大有功功率。这就是为什么要用串(并联)补偿电容来形成谐振的主要原因。

2.2第二个问题，LC谐振有串联谐振和并联谐振，应该采用哪种结构？

说白了，在并联谐振电路中，谐振电压等于激励源电压，槽路中的电流等于激励电流的q倍。串联谐振电路的槽路电流等于激励源电流，而L、C两端电压等于Q倍激励源电压，各有利弊。

从电路结构来看:

对于恒压源励磁(半桥、全桥)，应采用串联谐振电路，因为电源电压不变，电流越大，输出功率越大。对于串联谐振电路，整个电路的阻抗在谐振点最小，谐振电流也达到最大，输出最大功率。串联谐振时，空载回路的Q值最高，L、C两端电压高，所以槽路电流浪费在回路电阻上，产生巨大的热量。

对于恒流源激励(如单管电路)，应采用并联谐振，LC在自由谐振时端电压很高，因此可以获得很大的功率。并联谐振有一个很重要的优点，就是空载时回路电流最小，加热功率也很小。值得一提的是，从实验结果来看，同样的谐振电容和加热线圈，同样的驱动功率，并联谐振适合加热较大的工件，串联谐振适合加热较小的工件。

3、生产流程

了解以上原理后，我们就可以开始搭建我们的感应加热设备了。我们做的设备主要由调压整流电源、锁相环、死区发生器、GDT电路、MOS桥、阻抗变换变压器、LC储能电路和散热系统组成，如下图所示。

我们再来分析一下系统的原理图，如下:

槽部分:

从上图可以看出，C1、C2、C3、L1与T1的次级(左侧)* *同构构成串联谐振电路。由于变压器次级存在漏电感，电路接线中存在分布电感，仅用C1-C3的容量，实际谐振频率高于L65438。图中L1实际上是1uH，我加上漏感和分布电感，所以是1.3uH，如图，参数谐振频率为56.5KHz。

逆变桥输出的高频方波励磁信号从J2-1输入，经过DC隔直电容C4和单刀双掷开关S1，进入T1的初级，再流经1:100电流互感器，从J2-2流回逆变桥。这里C4只是简单的作为DC隔直电容，不参与谐振，所以要选择无感无极性电容，电容足够大。这里选用5个CDE无感吸收电容1.7uF 400V并联，减少发热。

S1用于切换阻抗变换比。开关打到上触点时，变压器的匝数比为35:0.75，折算阻抗变比为2178:1；当开关打到下触点时，变压器的匝数比为24:0.75，换算后的阻抗变比为1024:1。为什么要设置这个阻抗比切换，主要基于以下几个原因。(1)铁磁工件的尺寸决定了整个串联谐振电路的等效电阻。尺寸越大，等效电阻越大。(2)空载和负载电路的等效电阻差别巨大。如果空载时变比太低，逆变桥会瞬间烧坏。

T2是T1初级工作电流的采样变压器。因为匝数比为1:100，负载电阻为100ω，所以当电阻上的电压为1V时，T1的初级电流对应1A。变压器的漏电感要小，要容易制造，要用铁氧体磁槽。如果没有磁罐，也可以用磁环代替。调试电路时，可以用示波器检测JBOY3乐队两端电压的波形和幅值，了解电路的工作状态、频率、电流等参数，也可以作为过流保护的采样点。

端子J1输出谐振电容器两端的电压信号。电路谐振时，电容电压与T1的二次电压之间存在90°相位差。当该信号发送到后续PLL时，激励频率可以自动调整，始终等于谐振频率。并且相位是恒定的。(稍后详述)

L1和T1的线圈都是铜管，数据如上图所示。运行中线圈发热严重，必须增加水冷措施，保证长期安全运行。为了保证良好的传输特性，防止磁饱和，T1采用两个EE85磁芯重叠使用。绕制线圈时，需要先用木板做一个横截面比磁芯舌片略大的模具，绕在上面后脱模。如下图所示:

PLL PLL部分:

上图是PLL部分，是整个电路的核心。这里就不细说CD4046芯片的结构和工作原理了。请自行查阅书籍或网络。

以U1五端单片开关电源芯片LM2576-adj为核心的斩波稳流开关电路，为整个PLL板提供稳定而强大的电源。图中参数可以提供15V2A的稳定电压。由于15V VDD供电，芯片只能使用CD40xx系列的CMOS器件，74系列无法在这个电压下工作。

CD4046 PLL芯片内部VCO振荡信号从四个引脚输出，一方面送到以U2为核心的死区发生器，驱动后续电路。另一方面，它被反馈到CD4046的鉴相器输入B端口的引脚3。片内VCO的频率范围由R16、R16、W1和C13的值决定。如图，随着VCO控制电压0-15V的变化，振荡频率在20KHz-80KHz之间变化。

谐振回路Vcap接口J1送来的电压信号从J4接口输入到PLL板，经过R14、D2和D3组成的箝位电路后，送到CD4046鉴相器输入端口的14脚。这里应该注意，Vcap电压的相位需要反相以形成负反馈。对于D2和D3，建议使用低结电容的检波管或开关管，如1N4148，1N60。

C7和C12对CD4046的电源进行去耦，旁路电源中的高频元件，使其稳定工作。

现在我们来谈谈工作流程。我们选择CD4046中的鉴相器1(XOR异或门)。对于鉴相器1，当两个输入信号Ui和Uo的电平状态不同时(即一个为高电平，一个为低电平)，输出信号u ψ为高电平；反之，当Ui和Uo电平状态相同时(即均为高电平或均为低电平)，U ψ输出为低电平。当Ui和Uo的相位差δφ在0-180范围内变化时，U ψ的脉宽m也发生变化，即占空比也发生变化。从比较器I的输入输出信号波形(如图4所示)可知，其输出信号的频率等于输入信号的两倍，并且与两路输入信号之间的中心频率保持90度相移。从图中还可以看出，fout不一定是对称波形。对于相位比较器I，它要求Ui和Uo的占空比为50%(方波)，以使锁定范围最大化。如下图。

从上图可以看出，当14脚和3脚的相位差发生变化时，2脚输出的脉宽也发生变化，2脚的PWM信号经过以U4为核心的有源低通滤波器，得到相对平滑的DC电平。以此DC电平作为VCO的控制电压，可以形成负反馈，将VCO的输出信号和14脚的输入信号锁定在同一频率，相位差固定。

至于死区发生器，此电路由U2 CD4001 42输入与非门和外围R8、R8、C10、C11 * *组成。利用RC充放电的延迟时间，对实时信号和延迟信号进行“与”运算，得到合适的死区时间。死亡时间由R8、R8、C10、C11 * *确定。如图所示，参数约为1.6uS，在实际设计安装中，C10或C11应使用68pF的陶瓷电容与5-45pF的可调电容并联，以调节两组驱动波形的死区对称性。

下图清楚地显示了死区的效果。

至于图腾输出，死区发生器输出的电平信号只有微弱的驱动能力，必须将其输出功率放大到一定程度，才能有效促进后续的GDT(栅极驱动变压器)部分。Q1-Q8构成双极射极跟随器，俗称图腾柱，将高输入阻抗转换成极低的输出阻抗，适用于驱动功率负载。R10。R11是上拉电阻，增强了CD4001的“1”输出的强度。可能有人会问设计一个两阶段的图腾是不是没有必要，我一开始也是这么想的。在测试过程中，只有第一级TIP41和TIP42作为图腾输出。试验后发现，加载后高压平顶斜降更严重。经分析该类型晶体管hFE过低，加上前一级8050/8550后平顶斜降消失。

GDT门驱动电路；

上图是MOSFET的栅极驱动电路。使用GDT驱动的好处是，即使驱动级有问题，也不可能有* * *态传导激发电平。

留一个适当的死区时间，这个电路的死区时间高达1.6uS，而且MOSFET开关很快，没有IGBT的尾巴，很难炸管。而MOS的米勒效应要小得多。

电路处于ZVS状态，灯管工作在2KW时基本不发热，热击穿不复存在。

锁相环板图腾柱输出的两路反相驱动信号分别从GDT板的J1和J4接口输入，经c 1-C4 DC隔离后送至脉冲隔离变压器T1-T4。R5和R6的存在降低了DC隔直电容和变压器原边的振荡Q值，起到了减小过冲和振铃的作用。脉冲变压器输出的15V的浮动脉冲经过R1-R4的限流缓冲器(延长Cgs的充电时间，减缓导通斜率)，再由齐纳二极管ZD1-ZD8双向箝位，最后通过J2、JBOY3乐队、J5、J6端子输出到四个MOS管的gs极。这里由于关断周期为-15V，所以即使有一点电平抖动，MOS管也不会异常导通，导致* * *态导通。注意，J2和JBOY3乐队用于驱动一个对角线mos晶体管，J5和J6用于驱动另一个对角线MOS晶体管。

为了有效利用PLL板图腾输出的功率，降低驱动板的高度，采用四个脉冲变压器分别驱动四个灯管。脉冲变压器T1-T4采用EE19的铁芯，无气隙，一、二次绕组均绕0.33mm的30T漆包线。为了提高绕组间的耐压，并联绕组不采用双股线。而是绕在一次上，用三层耐高温胶带绝缘，再绕在二次上，采用密绕法，注意图中+和-表示的同名端。CBB非极性电容器用于C1-C4。其余的基于电路参数。

电源部分:

上图是总线供电部分。市电电压通过自耦变压器后从J2输入，经B1整流后送至C1-C4滤波。为了在MOS桥切换期间保持总线电压恒定(恒压源)，不增加滤波电感。C1，C2为MKP电容，主要用于全桥箝位过程中的反向浪涌吸收。经整流滤波后的脉动DC从J1输出。

全桥部分:

上图是MOSFET桥式电路，结构简单，不再赘述。强调每个MOS管的GS极与GDT板之间的引线应尽可能长，但应小于10cm。必须使用双绞线。MOS晶体管的选择应遵循以下要求:开关时间小于100nS，耐压高于500V，提供内部阻尼二极管，电流大于20A，耗散功率大于150W..

4.冷却系统

满功率输出时，阻抗变换变压器的次级和储能电路中的感应线圈中流过的电流达到500A，如果没有强有力的冷却措施，会在短时间内过热烧毁。

系统应采用水冷措施，并使用铜管本身作为水流路径。泵采用隔膜泵，为自吸式高压。电路中采用国产普朗迪隔膜泵，输出压力达到0.6MPa，在3mm内径铜管中很容易实现大流量水冷。

5.装配

按照下图组装，注意GDT部分。输出口1脚接G，2脚接s，双绞线长度小于10cm。

6.排除故障

这个电路的调试比较简单，主要分为以下几个步骤。

1.PLL板的整体功能检测。电路组装好后，先断开高压电源，将PLL板跳线JP1的2、3脚短路，使VCO输出一个固定频率的方波。然后用示波器检测四个MOS管的GS电压，看是否满足相位和幅度的要求。对角线波形同相，同一臂的波形同相。幅度为15V。如果这一步没有问题，就进行下一步。如果波形相位异常，检测双绞线连接是否错误。

2.死区时间对称性的调整。用示波器监测同一臂两个MOS的GS电压，并联调节PLL板C10或C11的可调电容，使两个MOS的GS电压高电平宽度基本相同。如果死区时间相差太大，在振荡的前几个周期容易造成磁芯的累积偏磁和饱和管爆炸，DC隔直电容可以缓解这种情况。

3.VCO中心频率调整。在PLL环路中，当VCO的中心频率在谐振频率附近时，可以获得最大的跟踪和捕获范围，因此需要进行调整。槽段S1切换至上接点，PLL板跳线JP1的2、3脚短路，使VCO控制电压在0.5VCC，W2置于中点。高压输入由自耦变压器调节至30VAC。用万用表交流电流档监测高压输入电流，用示波器监测槽路的JBOY3乐队接口电压，慢慢调整PLL板的W1，使JBOY3乐队电压为标准正弦波。此时，电流表的读数也是最大值。此时，谐振频率基本等于VCO的中心频率。

共振时的波形如下所示。电流波形是标准正弦波，滞后于驱动波形约200nS。

4.PLL锁定调整。短路PLL板JP1跳线的1和2脚，使VCO的电压控制权转移到鉴相滤波网络。保持高压输入为30VAC，用示波器监测储能电路中JBOY3乐队接口电压的波形和频率。此时，用螺丝刀将W1调整一圈。如果示波器波形频率保持不变，形状仍然是一个好的正弦波。意味着电路几乎稳定锁定。如果不能锁定，切换储能电路部分J1的接线，重复上述步骤。当你看到电路被锁定时，将螺丝刀放入加热线圈。此时由于等效负载阻抗较大，波形幅值减小，但仍保持良好的正弦波。如果此时锁丢失，微调W1保持锁。

5.电流滞后角调整。电路锁定后，用示波器监测储能电路的JBOY3乐队接口电压和PLL板的GDT2或GDT1接口电压，慢慢调整W2，使电流波形(正弦波)稍微滞后于驱动电压波形。此时，全桥负载为弱感性，进入ZVS状态。

6.工件加热测试。以上步骤全部成功后，即可对工件进行加热。先将工件放入，用万用表电流档监测高压电流。慢慢升高自耦变压器的输出电压，可以看到工件开始升温。确保在220VAC的高电压下电流小于15A。此时功率达到2500W W，加热体积较大的工件时，由于等效阻抗较大，需要将槽段S1切换到下触点。

至此，整个感应加热电路已经调试完毕。开始感受高温体验吧。