电子镇流器的半桥逆变输入电路

[日期:2006-11-27]来源:电力科技应用作者:周[字体:大中小]

摘要:电子镇流器的半桥逆变输入电路决定了整机的工作频率，是影响开关功率管逆变的重要因素。摘要:通过对脉冲变压器和理想励磁电流波形的分析，讨论了如何提高转换效率和抑制振荡，指出了存在的设计误区，并提出了新的设计方案以降低* * *态导通和开关损耗。

关键词:转化率；阻尼振荡；* * *状态传导；开关损耗；新型设计

0简介

众所周知，电子镇流器的半桥逆变输入电路极其重要，直接关系到整机的工作频率、开关损耗、转换效率和输出功率。同时对EMC、THD、PF等主要技术指标也有一定影响。目前实用的技术方案是双极晶体管半桥连接，磁环组成的脉冲变压器反馈产生自激振荡，输出高频脉冲电流用于荧光灯管的光电转换。由于晶体管基极的记忆效应，关断时间被延迟；集电极结的电容使输出脉冲电流对输入端产生不良影响；特别是对于输入电路中的脉冲变压器，半桥逆变电路工作时，开关电流会在其初级绕组中振铃，其正峰值和基极区存储的正电荷共同作用，使开关管关断较晚或反复导通，造成“* * *态导通”，使开关损耗增大，使晶体管发热，再导通时进入二次击穿，任何保护电路对此都无能为力。

因此，有必要研究开关管快速开通和完全关断的理想激励条件，设计由双极晶体管组成的电子镇流器半桥逆变输入电路的最佳方案。

1开关管快速导通的激励条件

双极晶体管的电流放大系数β不是一个常数，而是随着信号频率的增加而减小。当阶跃电流Ib注入基极时，集电极电流ic的上升与时间呈非线性关系，即

ic(t)=βoIb(1-)(1)

其中:βo为低频时的β值；

ωo=2πfβ(fβ为晶体管发射极电路的截止频率)。

如果Tce=1/ωo，

那么IC (t) = β OIB (1-) (2)

等式(2)表明，当阶跃电流Ib注入基极时，集电极电流ic按照指数规律逐渐上升到最大值βoIb。如果导通时间tk是集电极电流ic从零上升到最大值βoIb的90%所需的时间，则上述公式可改写为

0.9βoIb=βoIb(1-)(3)

Tk=溶液(3)的2.3Tce(4)

根据等式(4)，图1显示了基极阶跃电流Ib对ic的影响。

(a)基极相电流Ib (b)集电极电流ic

图1 Ib对ic的影响

比如电子镇流器常用的晶体管MJE13005，βo=20，fT=4MHz。

那么fβ=fT/β=4MHz/20=200kHz，

tce = 1/ωo = 1/2πfβ≈0.80μs，

因此，tk = 2.3tce ≈ 1.84μ s。

工作在30kHz左右的电子镇流器单脉冲宽度为16.7μs，导通时间占11%，比较长。导通时间越长，开关损耗越高。如果注入阶跃电流ib增加到临界饱和电流Ib的n倍，则打开时间tk可以相应地缩短，即

βoIb=βoNIb(1-)(5)

Tk=Tceln(6)用于求解方程(6)

图2是过励磁对打开时间的影响，从图中可以看出:n >；2、tk下降不明显。另一方面，如果激励过大，会造成开关管深度饱和，消耗过多的激励功率。对于电子镇流器逆变电路，宜取N=2，即，

ic≥(7)

其中:Icp为开关管工作时集电极电流的峰值。

(a)激励电流(b)的倍数n的影响

图2过励磁对开启时间的影响

以MJE13005管为例，如果过励磁倍数N=2，Tk = tce ln = 0.8μs×LN2≈0.8μs×0.7 = 0.56μs，类似于图2所示的曲线，它只是原开断时间的3/10。

2开关管快速截止励磁条件

开关管从导通到关断的物理过程与导通时基本相同。由于基极存储效应和集电极结电容，导通时集电极电流保持在饱和值Ic=βoIb。当基极注入电流Ib突然降至零时，ic不会突然降至零，而是呈指数下降:

ic=Ic(8)

如果下降时间tx的定义定义为ic下降到βoIb的1/10所需的时间，即

0.1βoIb=βoIb(9)

溶液(9)的tx≈2.3 tce(10)

下降时间tx越长，开关损耗越大。电路工作在半桥逆变状态时，在一个开关管尚未完全关断，另一个开关管已经开始导通的瞬间，DC回路处于短路状态，ic峰值惊人。这种“* * *态导通”是开关管二次击穿的重要原因。在选择开关管时，缩短下降时间tx的最佳方案是向基极注入反向电流，在极短的时间内完全中和基极区存储的大量正电荷，从而达到快速关断的目的。当基极反向励磁电流增大到-n′IB′时，电流ic减小到′IB上的-β(这个公式只是为了说明，因为VCE >: 0，ic实际上并没有出现负值)。在反向励磁电流作用下，ic从Ic下降到零的时间为tx，则

0 =βoIb(1+N’)(11)

解的Tx = tceln (11)。

根据公式(12)，得到图3中反励磁倍数N '与截止时间的关系。如图3所示，当n ' >:3年后，效果不显著。在工程中，一般取ib≥3Ib=。

(a)基极注入反向电流的关系曲线(b)截止时间tx(N)

图3反向激发倍数与截止时间的关系

以MJE13005为例，tx=2.3Tce≈1.84μs无反向过励磁电流，有反向过励磁，n′= 3时。

tx=Tceln=0.8μsln=0.224μs

显然，通过在开关基极上增加3倍Ib反向过驱，可以将下降时间tx从1.84μs缩短到0.224μs。因此，由于双极晶体管开关管的记忆效应，基极驱动的理想激励电流波形如图4所示。

图4中T1-T2为开关管开通瞬间的基极注入电流ib，峰值为2Ib，有助于快速开通，缩短过渡周期，降低开关损耗。

图4基极驱动的理想激励电流波形

T2-T3是开关管保持导通的时间。此时Ib应尽可能小，避免深度饱和，有利于减少开关管的存储时间。

T3-T4是开关管关断的瞬间，其反向电流峰值达到Ib值的3倍，增加了其基极反向电流，从而减少了存储时间和下降时间。

3脉冲变压器工作状态分析

电子镇流器通常使用具有铁氧体磁芯的环形脉冲变压器作为驱动元件。由于激励电压脉冲是方波，其平顶部分包含许多低频成分，而脉冲的前沿和后沿包含许多高频成分。这样对脉冲变压器的要求就比较严格，要求足够的互感，漏电感小，分布电容小。因此，矩形磁滞回线、低磁滞损耗、高饱和磁感应强度Bs的R2K磁环最佳，其形状为φ 10 mm× 6 mm× 5 mm..它的磁路是闭合的，漏磁很小。在该过程中，寄生参数应该被最小化。

图5示出了脉冲变压器的结构和等效电路。用拉普拉斯变换法可以得到四端网络的等效电路。在图5中，绕组1是初级绕组，绕组2是次级绕组。Rs是信号源的内阻，LP是漏电感，LM是磁化电感，C是分布电容，RL’是开关管基极电路的电阻值。

(a)结构示意图(b)等效电路

图5脉冲变压器

在选择电子镇流器的灯管、镇流电感和启动电容时，其振荡频率主要取决于开关管的基极电路、脉冲变压器初级绕组的材料、几何尺寸和匝数。工程振荡频率f可以从等式(13)中导出。

f=(13)

其中:Vs为原边绕组的驱动电压；

n是初级绕组匝数；

βs是磁芯的饱和磁通密度；

s是磁环的有效横截面积；

k为系数，矩形波为4.0。

本文所述磁环的有效横截面积s为

s = h =×5≈10 mm2 = 0.1 cm2

设Vs为2.5V，βs=0.45T，n取4转，代入公式(13)。

f = = = = 34.72kHz千赫

以上计算值仅供工程技术人员设计时参考。在实际调试中，受开关管ts值、基极输入回路阻抗以及与开关管并联的补偿电容值的影响，其工作频率略有偏差。

图5示出了脉冲变压器的结构和等效电路。用拉普拉斯变换法可以得到四端网络的等效电路。在图5中，绕组1是初级绕组，绕组2是次级绕组。Rs是信号源的内阻，LP是漏电感，LM是磁化电感，C是分布电容，RL’是开关管基极电路的电阻值。

(a)结构示意图(b)等效电路

图5脉冲变压器

在选择电子镇流器的灯管、镇流电感和启动电容时，其振荡频率主要取决于开关管的基极电路、脉冲变压器初级绕组的材料、几何尺寸和匝数。工程振荡频率f可以从等式(13)中导出。

f=(13)

其中:Vs为原边绕组的驱动电压；

n是初级绕组匝数；

βs是磁芯的饱和磁通密度；

s是磁环的有效横截面积；

k为系数，矩形波为4.0。

本文所述磁环的有效横截面积s为

s = h =×5≈10 mm2 = 0.1 cm2

设Vs为2.5V，βs=0.45T，n取4圈，代入公式(13)。

f = = = = 34.72kHz千赫

以上计算值仅供工程技术人员设计时参考。在实际调试中，受开关管ts值、基极输入回路阻抗以及与开关管并联的补偿电容值的影响，其工作频率略有偏差。

需要注意的是，半桥逆变电路的输出电压波形是典型的方波，流过脉冲变压器绕组的电流的上升沿和下降沿会产生振铃现象，波形会发生畸变，如图6所示。

图6电流上升沿和下降沿引起的振铃现象

对于电子镇流器来说，下降沿的振铃电流大且有害。振铃电流的根本原因是矩形脉冲上升沿和下降沿的过冲。由于脉冲的前沿和后沿含有丰富的高频成分，频率越高，LM的电感ωLM值越大，当等效阻抗足够大时，这里就会发生振荡。振荡的强度与基本电路的等效阻抗有关。阻尼系数可以用方程(14)表示。

δ=(14)

根据方程(14)，可以画出图7所示的三种阻尼曲线。

图7不同δ时的阻尼特性。

取临界阻尼δ=1。

当δ>时；1处过阻尼，波形上下沿过渡缓慢，导致开关管进入放大区时间延长，损耗增加，开关管发热。

当δ

有技术人员反映，当电路损耗调整到日光灯管消耗功率的1/10以下时，MJE13005散热器感觉不到温度上升，一直正常工作。更换灯管或电源电压稍有变化，启动瞬间就会被击穿，令人费解。这种现象从δ

输入电路设计

4.1脉冲变压器的设计

在电子镇流器中，脉冲变压器就像人体的心脏，是决定电路工作效率和可靠性的关键。

首先是材料的选择。为了实现理想的驱动基极电流波形，要求磁芯的初始磁导率μi和饱和磁通密度BS较高，而剩磁Br和矫顽力HO越小，电流转换越好。居里温度TC和磁阻Rm选择较高，电路工作稳定性好，损耗低，已成为工程技术人员的常识。选择国产RM2KD铁氧体材料一般能满足要求。对于φ 10 mm× 6 mm× 5 mm磁环，测得μi=2500，TC=220℃，BS=0.45T。

其次，脉冲变压器初级绕组的确定。一般来说，首先计算初级绕组的电感LM。

LM = tuRL′/δ(15)

其中:tu是脉冲持续时间；

在delta工程中，通常取0.8作为脉冲顶部下降的失真系数。

根据公式(16)，可以估算出初级绕组匝数n。

N=(16)

其中:L是磁环的平均磁路长度；

μ△是铁芯的磁导率；

s是磁环的横截面积。

在设计中，RL′随初级匝数比、开关管基极串联的限流电阻Rb和开关管发射极电阻而变化，这个等效阻抗应适当调整。

4.2基极输入电路的设计

脉冲变压器的参数确定后，开关管输入电路的设计至关重要。设计的基础是尽可能符合理想的励磁电流波形。根据市场竞争的实际情况和工艺要求，结合脉冲变压器的固有特点，要求电路结构简单，性能稳定，一致性好，实用性强。

一种方案:反向二极管阻尼电路，如图8所示。

图8反向二极管阻尼电路

在图8中，快速恢复二极管D与开关管的基极限制电流电阻器Rb反向并联，并且防振电容器C也并联在基极和地之间。对于脉冲上升沿和平顶段，由于d反接不起作用，由于Rb的限流作用，I b+略大于Ib。通过适当调整次级绕组的匝数，可以使开关管快速导通，而不会进入过饱和状态。当脉冲下降沿到来时，D正偏导通，脉冲变压器输出的负过冲电流平滑注入开关管基极，以DIB-/DT的速率迅速中和基极区存储的正电荷，瞬间进入关断状态。C的作用是进一步消除脉冲上升沿和下降沿产生的振铃电流，使开关管安全工作。

方案二:RC并联阻尼电路，如图9所示。

图9 RC并联阻尼电路

在图9中，RC并联在开关管的基极和地之间。阻尼电阻R的接入使防振电容C有了放电回路，增强了阻尼减振效果。同时，R的阻值一般与开关管的输入阻抗相近，约为33 ~ 100ω，特别是开关管关断时，R对脉冲变压器的阻尼作用明显增强。另一个优点是R的接入进一步提高了开关管的Vcer值，特别是对于大功率电子镇流器，其可靠性显著提高。该电路结构简单，成本低，但实用性很强。与脉冲变压器配套使用，调试正常，工作稳定可靠。设计在灯具中，即使没有灯开路保护电路，也不会造成电子镇流器的损坏。

方案三:在上述两种方案的基础上，在开关管的基极电路中串联一个20 ~ 50 μ h的电感，对高频振铃电流呈现较大的阻抗和衰减。这种方案最大的优点是调试简单，效果事半功倍。

作者最近公布了发明专利“双功率因数校正和低峰比电子镇流器”，它配备了双功率因数校正和低峰比电路、高效灯丝预热和异常状态保护电路，其输入电路采用RC并联阻尼电路。因此功率因数达到0.99，总谐波失真THD小于等于12%，波峰比CF小于等于1.65。电磁兼容的EMC技术指标符合IEC的相关规定。它还具有无电源(PTC)预热启动，进一步提高了电路效率。灯具开关的平均使用寿命大于10000次。

5设计误区

5.1的设计误区之一

为了改善双极晶体管的开关特性，在基极驱动电路中常串联一个1000 ~ 3300 pf的小电容。利用电容两端电压不能突变的原理，瞬间提供大的驱动电流，不仅加速了导通，也加速了关断。但不宜将脉冲变压器绕组中上升或下降过冲引起的振铃电流同时注入开关管的基极。该电路仅适用于IC驱动，不适用于脉冲变压器驱动。

5.2第二个设计误区

在国内常见的镇流器电路中，开关管的基极和发射极之间反向并联一个二极管，有利于导通，消除一部分振铃电流。但也消除了大部分反向电流，不利于开关管的加速关断，得不到理想的基极驱动电流波形。

理想的设计是在开关管的基极和集电极之间串联和并联多个正向和反向二极管，形成“抗饱和电路”，如“贝克尔箝位电路”。虽然消除了导通时的深度饱和，缩短了存储时间，但也降低了反向励磁电流。但它需要3 ~ 4个快恢复二极管，电路结构复杂，在电子镇流器中很少使用。

6结论

电子镇流器设计的难点在于双极晶体管基极的电流存储效应和脉冲变压器上升沿和下降沿的过冲振铃电流。第三，气体放电灯的负阻特性使得镇流器的负载电路必须是感性的，这使得设计更差。通过对电子镇流器半桥逆变输入电路的分析，提出的反向二极管阻尼电路和RC并联阻尼电路是实用的，基本解决了上述困难。该技术在发明专利中的应用得到了进一步验证。由于篇幅有限，本文不涉及零电流开关补偿电容、输出电路中感性负载和放电灯对基极电路的影响。